在解析電路設計誤區(qū)之前，我們先來看看電子電路設計基本流程。
1、先分析所要實現(xiàn)的功能，并對其功能進行歸類整合，明確輸入變量、輸出變量和中間變量。
2、提出電路的功能要求，明確各功能塊的功能及其相互間的連接關(guān)系，并作框圖設計。
3、確定或者設計各單元電路，確定其中的主要器件，給出單元電路圖。
4、整合各單元電路，規(guī)范設計統(tǒng)一的供電電路即電源電路，并做好級聯(lián)的設計。
5、設計詳盡電路全圖，確定全部元器件并給出需用元器件清單。
6、根據(jù)元器件和電路設計印制電路板圖，并給出相應的元器件分布圖、接線圖等。如果是整機的，一般還要提供整機結(jié)構(gòu)圖。
7、實現(xiàn)工藝比較復雜以及有特殊工藝要求的，需要給出工藝要求說明，或者給出工藝設計報告。
8、進行業(yè)余設計或者屬于單體實驗開發(fā)類的電路設計時，還要經(jīng)過調(diào)試與測試。并給出實驗與測試的結(jié)果。
9、寫出設計說明書或者設計報告。
集成電路設計流程
1、電路設計
依據(jù)電路功能完成電路的設計。
2、前仿真
電路功能的仿真，包括功耗，電流，電壓，溫度，壓擺幅，輸入輸出特性等參數(shù)的仿真。
3、版圖設計（Layout）
依據(jù)所設計的電路畫版圖。一般使用Cadence軟件。
4、后仿真
對所畫的版圖進行仿真，并與前仿真比較，若達不到要求需修改或重新設計版圖。
5、后續(xù)處理
將版圖文件生成GDSII文件交予Foundry流片。
電路設計誤區(qū)解析
電路設計誤區(qū)（一）
誤區(qū)一：這板子的PCB 設計要求不高，就用細一點的線，自動布吧。
點評：自動布線必然要占用更大的PCB 面積，同時產(chǎn)生比手動布線多好多倍的過孔，在批量很大的產(chǎn)品中，PCB 廠家降價所考慮的因素除了商務因素外，就是線寬和過孔數(shù)量，它們分別影響到PCB 的成品率和鉆頭的消耗數(shù)量，節(jié)約了供應商的成本，也就給降價找到了理由。
電路設計誤區(qū)（二）
誤區(qū)二：這些總線信號都用電阻拉一下，感覺放心些。
點評：信號需要上下拉的原因很多，但也不是個個都要拉。上下拉電阻拉一個單純的輸入信號，電流也就幾十微安以下，但拉一個被驅(qū)動了的信號，其電流將達毫安級，現(xiàn)在的系統(tǒng)常常是地址數(shù)據(jù)各32位，可能還有244/245 隔離后的總線及其它信號，都上拉的話，幾瓦的功耗就耗在這些電阻上了。
電路設計誤區(qū)（三）
誤區(qū)三：CPU 和FPGA的這些不用的I/O 口怎么處理呢？先讓它空著吧，以后再說。
點評：不用的I/O 口如果懸空的話，受外界的一點點干擾就可能成為反復振蕩的輸入信號了，而MOS 器件的功耗基本取決于門電路的翻轉(zhuǎn)次數(shù)。如果把它上拉的話，每個引腳也會有微安級的電流，所以最好的辦法是設成輸出（當然外面不能接其它有驅(qū)動的信號）。
電路設計誤區(qū)（四）
誤區(qū)四：這款FPGA還剩這么多門用不完，可盡情發(fā)揮吧。
點評：FGPA的功耗與被使用的觸發(fā)器數(shù)量及其翻轉(zhuǎn)次數(shù)成正比，所以同一型號的FPGA在不同電路不同時刻的功耗可能相差100 倍。盡量減少高速翻轉(zhuǎn)的觸發(fā)器數(shù)量是降低FPGA功耗的根本方法。
電路設計誤區(qū)（五）
誤區(qū)五：這些小芯片的功耗都很低，不用考慮。
點評：對于內(nèi)部不太復雜的芯片功耗是很難確定的，它主要由引腳上的電流確定，一個ABT16244，沒有負載的話耗電大概不到1 毫安，但它的指標是每個腳可驅(qū)動60毫安的負載（如匹配幾十歐姆的電阻），即滿負荷的功耗最大可達60*16=960mA ，當然只是電源電流這么大，熱量都落到負載身上了。
電路設計誤區(qū)（六）
誤區(qū)六：存儲器有這么多控制信號，我這塊板子只需要用OE和WE信號就可以了，片選就接地吧，這樣讀操作時數(shù)據(jù)出來得快多了。
點評：大部分存儲器的功耗在片選有效時（不論OE和WE如何）將比片選無效時大100 倍以上，所以應盡可能使用CS來控制芯片，并且在滿足其它要求的情況下盡可能縮短片選脈沖的寬度。
電路設計誤區(qū)（七）
誤區(qū)七：這些信號怎么都有過沖啊？只要匹配得好，就可消除了。
點評：除了少數(shù)特定信號外（如100BASE-T 、CML ），都是有過沖的，只要不是很大，并不一定都需要匹配，即使匹配也并非要匹配得最好。象TTL 的輸出阻抗不到50歐姆，有的甚至20歐姆，如果也用這么大的匹配電阻的話，那電流就非常大了，功耗是無法接受的，另外信號幅度也將小得不能用，再說一般信號在輸出高電平和輸出低電平時的輸出阻抗并不相同，也沒辦法做到完全匹配。所以對TTL 、LVDS、422 等信號的匹配只要做到過沖可以接受即可。
電路設計誤區(qū)（八）
誤區(qū)八：降低功耗都是硬件人員的事，與軟件沒關(guān)系。
點評：硬件只是搭個舞臺，唱戲的卻是軟件，總線上幾乎每一個芯片的訪問、每一個信號的翻轉(zhuǎn)差不多都由軟件控制的，如果軟件能減少外存的訪問次數(shù)（多使用寄存器變量、多使用內(nèi)部CACHE 等）、及時響應中斷（中斷往往是低電平有效并帶有上拉電阻）及其它爭對具體單板的特定措施都將對降低功耗作出很大的貢獻。
電路設計誤區(qū)（九）
誤區(qū)九：CPU 用大一點的CACHE ，就應該快了。
點評：CACHE 的增大，并不一定就導致系統(tǒng)性能的提高，在某些情況下關(guān)閉CACHE 反而比使用CACHE 還快。原因是搬到CACHE 中的數(shù)據(jù)必須得到多次重復使用才會提高系統(tǒng)效率。所以在通信系統(tǒng)中一般只打開指令CACHE ，數(shù)據(jù)CACHE 即使打開也只局限在部分存儲空間，如堆棧部分。同時也要求程序設計要兼顧CACHE 的容量及塊大小，這涉及到關(guān)鍵代碼循環(huán)體的長度及跳轉(zhuǎn)范圍，如果一個循環(huán)剛好比CACHE 大那么一點點，又在反復循環(huán)的話，那就慘了。
電路設計誤區(qū)（十）
誤區(qū)十：存儲器接口的時序都是廠家默認的配置，不用修改的。
點評：BSP 對存儲器接口設置的默認值都是按最保守的參數(shù)設置的，在實際應用中應結(jié)合總線工作頻率和等待周期等參數(shù)進行合理調(diào)配。有時把頻率降低反而可提高效率，如RAM 的存取周期是70ns，總線頻率為40M 時，設3 個周期的存取時間，即75ns即可；若總線頻率為50M 時，必須設為4 個周期，實際存取時間卻放慢到了80ns。
電路設計誤區(qū)（十一）
誤區(qū)十一：這個CPU 帶有DMA 模塊，用它來搬數(shù)據(jù)肯定快。
點評：真正的DMA 是由硬件搶占總線后同時啟動兩端設備，在一個周期內(nèi)這邊讀，那邊寫。但很多嵌入CPU 內(nèi)的DMA 只是模擬而已，啟動每一次DMA 之前要做不少準備工作（設起始地址和長度等），在傳輸時往往是先讀到芯片內(nèi)暫存，然后再寫出去，即搬一次數(shù)據(jù)需兩個時鐘周期，比軟件來搬要快一些（不需要取指令，沒有循環(huán)跳轉(zhuǎn)等額外工作），但如果一次只搬幾個字節(jié)，還要做一堆準備工作，一般還涉及函數(shù)調(diào)用，效率并不高。所以這種DMA 只對大數(shù)據(jù)塊才適用。
電路設計誤區(qū)（十二）
誤區(qū)十二：100M的數(shù)據(jù)總線應該算高頻信號，至于這個時鐘信號頻率才8K，問題不大。
點評：數(shù)據(jù)總線的值一般是由控制信號或時鐘信號的某個邊沿來采樣的，只要針對這個邊沿保持足夠的建立時間和保持時間即可，此范圍之外有干擾也罷過沖也罷都不會有多大影響（當然過沖最好不要超過芯片所能承受的最大電壓值），但時鐘信號不管頻率多低（其實頻譜范圍是很寬的），它的邊沿才是關(guān)鍵的，必須保證其單調(diào)性，并且跳變時間需在一定范圍內(nèi)。
電路設計誤區(qū)（十三）
誤區(qū)十三：既然是數(shù)字信號，邊沿當然是越陡越好。
點評：邊沿越陡，其頻譜范圍就越寬，高頻部分的能量就越大；頻率越高的信號就越容易輻射（如微波電臺可做成手機，而長波電臺很多國家都做不出來），也就越容易干擾別的信號，而自身在導線上的傳輸質(zhì)量卻變得越差，因此能用低速芯片的盡量使用低速芯片。
電路設計誤區(qū)（十四）
誤區(qū)十四：信號匹配真麻煩，如何才能匹配好呢？
點評：總的原則是當信號在導線上的傳輸時間超過其跳變時間時，信號的反射問題才顯得重要。信號產(chǎn)生反射的原因是線路阻抗的不均勻造成的，匹配的目的就是為了使驅(qū)動端、負載端及傳輸線的阻抗變得接近。但能否匹配得好，與信號線在PCB 上的拓撲結(jié)構(gòu)也有很大關(guān)系，傳輸線上的一條分支、一個過孔、一個拐角、一個接插件、不同位置與地線距離的改變等都將使阻抗產(chǎn)生變化，而且這些因素將使反射波形變得異常復雜，很難匹配，因此高速信號僅使用點到點的方式，盡可能地減少過孔、拐角等問題。
模擬電路設計注意事項
（1）為了獲得具有良好穩(wěn)定性的反饋電路，通常要求在反饋環(huán)外面使用一個小電阻或扼流圈給容性負載提供一個緩沖。
（2）積分反饋電路通常需要一個小電阻（約560歐）與每個大于10pF的積分電容串聯(lián)。
（3）在反饋環(huán)外不要使用主動電路進行濾波或控制EMC的RF帶寬，而只能使用被動元件（最好為RC電路）。僅僅在運放的開環(huán)增益比閉環(huán)增益大的頻率下，積分反饋方法才有效。在更高的頻率下，積分電路不能控制頻率響應。
（4）為了獲得一個穩(wěn)定的線性電路，所有連接必須使用被動濾波器或其他抑制方法（如光電隔離）進行保護。
（5）使用EMC濾波器，并且與IC相關(guān)的濾波器都應該和本地的0V參考平面連接。
（6）在外部電纜的連接處應該放置輸入輸出濾波器，任何在沒有屏蔽系統(tǒng)內(nèi)部的導線連接處都需要濾波，因為存在天線效應。另外，在具有數(shù)字信號處理或開關(guān)模式的變換器的屏蔽系統(tǒng)內(nèi)部的導線連接處也需要濾波。
（7）在模擬IC的電源和地參考引腳需要高質(zhì)量的RF去耦，這一點與數(shù)字IC一樣。但是模擬IC通常需要低頻的電源去耦，因為模擬元件的電源噪聲抑制比（PSRR）在高于1KHz后增加很少。在每個運放、比較器和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的模擬電源走線上都應該使用RC或LC濾波。電源濾波器的拐角頻率應該對器件的PSRR拐角頻率和斜率進行補償，從而在整個工作頻率范圍內(nèi)獲得所期望的PSRR。
（8）對于高速模擬信號，根據(jù)其連接長度和通信的最高頻率，傳輸線技術(shù)是必需的。即使是低頻信號，使用傳輸線技術(shù)也可以改善其抗干擾性，但是沒有正確匹配的傳輸線將會產(chǎn)生天線效應。
（9）避免使用高阻抗的輸入或輸出，它們對于電場是非常敏感的。
（10）由于大部分的輻射是由共模電壓和電流產(chǎn)生的，并且因為大部分環(huán)境的電磁干擾都是共模問題產(chǎn)生的，因此在模擬電路中使用平衡的發(fā)送和接收（差分模式）技術(shù)將具有很好的EMC效果，而且可以減少串擾。平衡電路（差分電路）驅(qū)動不會使用0V參考系統(tǒng)作為返回電流回路，因此可以避免大的電流環(huán)路，從而減少RF輻射。
（11）比較器必須具有滯后（正反饋），以防止因為噪聲和干擾而產(chǎn)生的錯誤的輸出變換，也可以防止在斷路點產(chǎn)生振蕩。不要使用比需要速度更快的比較器（將dV/dt保持在滿足要求的范圍內(nèi)，盡可能低）。
（12）有些模擬IC本身對射頻場特別敏感，因此常常需要使用一個安裝在PCB上，并且與PCB的地平面相連接的小金屬屏蔽盒，對這樣的模擬元件進行屏蔽。注意，要保證其散熱條。
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